Банк рефератов содержит более 364 тысяч рефератов, курсовых и дипломных работ, шпаргалок и докладов по различным дисциплинам: истории, психологии, экономике, менеджменту, философии, праву, экологии. А также изложения, сочинения по литературе, отчеты по практике, топики по английскому.
Полнотекстовый поиск
Всего работ:
364150
Теги названий
Разделы
Авиация и космонавтика (304)
Административное право (123)
Арбитражный процесс (23)
Архитектура (113)
Астрология (4)
Астрономия (4814)
Банковское дело (5227)
Безопасность жизнедеятельности (2616)
Биографии (3423)
Биология (4214)
Биология и химия (1518)
Биржевое дело (68)
Ботаника и сельское хоз-во (2836)
Бухгалтерский учет и аудит (8269)
Валютные отношения (50)
Ветеринария (50)
Военная кафедра (762)
ГДЗ (2)
География (5275)
Геодезия (30)
Геология (1222)
Геополитика (43)
Государство и право (20403)
Гражданское право и процесс (465)
Делопроизводство (19)
Деньги и кредит (108)
ЕГЭ (173)
Естествознание (96)
Журналистика (899)
ЗНО (54)
Зоология (34)
Издательское дело и полиграфия (476)
Инвестиции (106)
Иностранный язык (62792)
Информатика (3562)
Информатика, программирование (6444)
Исторические личности (2165)
История (21320)
История техники (766)
Кибернетика (64)
Коммуникации и связь (3145)
Компьютерные науки (60)
Косметология (17)
Краеведение и этнография (588)
Краткое содержание произведений (1000)
Криминалистика (106)
Криминология (48)
Криптология (3)
Кулинария (1167)
Культура и искусство (8485)
Культурология (537)
Литература : зарубежная (2044)
Литература и русский язык (11657)
Логика (532)
Логистика (21)
Маркетинг (7985)
Математика (3721)
Медицина, здоровье (10549)
Медицинские науки (88)
Международное публичное право (58)
Международное частное право (36)
Международные отношения (2257)
Менеджмент (12491)
Металлургия (91)
Москвоведение (797)
Музыка (1338)
Муниципальное право (24)
Налоги, налогообложение (214)
Наука и техника (1141)
Начертательная геометрия (3)
Оккультизм и уфология (8)
Остальные рефераты (21697)
Педагогика (7850)
Политология (3801)
Право (682)
Право, юриспруденция (2881)
Предпринимательство (475)
Прикладные науки (1)
Промышленность, производство (7100)
Психология (8694)
психология, педагогика (4121)
Радиоэлектроника (443)
Реклама (952)
Религия и мифология (2967)
Риторика (23)
Сексология (748)
Социология (4876)
Статистика (95)
Страхование (107)
Строительные науки (7)
Строительство (2004)
Схемотехника (15)
Таможенная система (663)
Теория государства и права (240)
Теория организации (39)
Теплотехника (25)
Технология (624)
Товароведение (16)
Транспорт (2652)
Трудовое право (136)
Туризм (90)
Уголовное право и процесс (406)
Управление (95)
Управленческие науки (24)
Физика (3463)
Физкультура и спорт (4482)
Философия (7216)
Финансовые науки (4592)
Финансы (5386)
Фотография (3)
Химия (2244)
Хозяйственное право (23)
Цифровые устройства (29)
Экологическое право (35)
Экология (4517)
Экономика (20645)
Экономико-математическое моделирование (666)
Экономическая география (119)
Экономическая теория (2573)
Этика (889)
Юриспруденция (288)
Языковедение (148)
Языкознание, филология (1140)

Реферат: Модуль АФАР

Название: Модуль АФАР
Раздел: Рефераты по информатике, программированию
Тип: реферат Добавлен 07:05:09 29 февраля 2008 Похожие работы
Просмотров: 291 Комментариев: 3 Оценило: 0 человек Средний балл: 0 Оценка: неизвестно     Скачать

Исходные данные:

1. Назначение передатчика — передающий модуль;

2. Мощность: P вых =0,5 Вт; P вх 20 мВт.

3. Диапазон частот: f вых =0,5 ГГц; f вх =0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.

5. Место установки — борт ЛА.

6. R напр =50 Ом.

1. Введение

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P вых , f вых , f вх , а также значение P вх . В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность P вых , зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 к СЦ2 к СЦ3 к СЦ =0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).

В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности K УЧ =9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P вых СЦ2 ):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ2 P вх СЦ2 , равная мощности на выходе усилителя мощности P вых УМ , равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P вых УМ ) и зная его рабочую частоту f =0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K УМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ =0,9, то мощность на входе СЦ1 P вх СЦ1 равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля

3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВ Ч УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рас сматриваемая методика может быть ис пользована для рас чета режима мощного транзис тора ус илителя, работающего на час тотах порядка сотен мегагерц , и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях час тоты 1… 3 ГГц погрешнос ть рас чета в озрас тает из-за ис пользования упрощенной эквивалентной схемы тран зистора и нед ос таточной точнос ти при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать с ильное влияние даже с равнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкос тей корпуса, а также многочис ленные паразитные связи в конс трукции транзис тора. Эти обс тоятельс тва ограничивают в ерхний час тотный предел применимос ти рас с матрив аем ой методики.

В методике рас чета ис пользуетс я эквивалентная с хема, дополненная некоторыми элементами, с ущес твенными для диапазона С ВЧ.

Параметры э кв ивалентной с хемы транзис тора зав ис ят от протекающих токов и прило женных напряжений. Од нако об ычно с читают, что в выбранном режиме транзис тора параметры с хемы будут пос тоянными в пределах каждой облас ти работы: рабочей облас ти (К замкнут) и облас ти отс ечки (К разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в с правочных данных, а наименования их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отс утс твуют в с правочниках, можно оценить по формулам:

С д =С э +С диф ; С к =С ка +С кп ; ; τк =r б С ка ; ;

; ; .

При ус реднении S п ток i к рекомендуетс я принять равным половине выс оты импульс а коллекторного тока i к max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i к max . Емкос ть С к определяют при выбранном напряжении U к0 . На час тотах сопротивление r с лабо шунтирует емкос ти и им можно пренебречь. Неравенс тво определяет нижнюю час тотную границу проводимого анализа. При рас чете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзис торов оказывается близким к гармоническому за с чет подавления высших гармоник индуктивностью в ходного электрода. Форма колл екторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не с одерж ат выс ших гармоник и эквивалентный генератор тока S п (U п -U' ) нагружен на диссипативное с опротивление. Рас чет производим для граничного режима работы транзистора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L э и .


Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение r доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L б включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление r вх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), x вх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за L б и L э и значительно больше r вх1 . Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f' имеет коэффициент усиления , то на некоторой, более низкой рабочей частоте f , его коэффициент усиления можно оценить примерно как , т. е. если , то K р будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая частота f в не превышает f гр .

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P вых1 на рабочей частоте f , определяют схему включения транзистора, пользуясь с правочными данными транзис тора. Часто схема включения транзистора определяется его конс трукцией, в которой с корпусом соединяется один из электродо в (эмиттер, база). При выборе типа транзис тора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее , указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных с войс тв. Интервал частот f вf н включает и для с хемы ОЭ. Применение транзис тора, имею щего f н выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличиваетс я вероятнос ть самовозбуждения ус илителя и понижаетс я его надежнос ть.

Схема ОБ характерна для транзис торов, работаю щих на f >1 ГГц. Транзис торы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшенияL э ), с лед ует включать по с хеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной с хемы можно ис пользовать следующие данны е: нГн (для OЭ L общ =L э ),L к и входного вывода — в нес колько раз больше., , . Параметр h 21э в расчетах не кри тичен, для приборов на ос нове кремния, , где P вых1 и U к0 с оответс твуют рабочему режиму (например, экс периментальные данные). Ес ли требуемая мощнос ть P вых1 близка к той, которую может отдать транзис тор, то U к0 берется с тандартным. При недоис польз овании транзис тора по мощнос ти целесообразно с нижать U к0 , для повышения надежнос ти. Например, ес ли требуемая P вых1 на 30-40% меньше (мощнос ти в типовом режиме), то U к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнен ию со стандартным. Однако при с нижении U к0 вдвое по с равнению с о с тандартным частота f гр уменьшаетс я на 5… 15%, а емкос ть С к увеличив аетс я на 20... 25%.

Напряжение с мещения U б0 час то выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором с оотношение между P вых1 , ηэ ,K р бли зко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутс твует цепь с мещения, что упрощает с хему ус илителя и не требует затрат мощности на ос ущес твление с мещения. В отношении S гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее с ледует уточнить, ис пользуя ус ловие

(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).

При этом P вых1 и U к0 берутся для выбранного транзис тора. При невыполнении этого ус ловия можно нес колько увеличить S гр (на 10… 15%).

Предлагаемая методика рас чета ис ходит не из P вых1 , а из м ощнос ти Р г , развиваемой эквивалентным генератором тока i г . Мощность Р г в с хеме ОЭ с ледует взять на 10‑20% меньше, чем требуемая P вых1 , которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f >f r p в с хеме ОБ Р г беретс я на 25.. . 50% выш е P вых1 , на f<f rp э та доля меньше.

К начальным параметрам рас чета относ итс я температура корпус а транзис тора. Ее можно зад ать как Т к =Т с + (10… 20)°С с учетом перегрева радиатора относ ительно окружаю щей среды.

Ес ли пос ле проведения рас чета на значения, f' в типовом режиме K р отличаетс я от с правочного значения не более, чем на , то можно с читать, что параметры эквивалентной с хемы, принятые в расчете, оценены правильно. Ес ли модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкос тиС э занижено. Для удобс тва рас чета ис ходные данные целес ообраз но с вес ти в таблиц у в с ледующем порядке:

P вых1 , Bт;

P г , Bт;

f , МГц;

f гр , МГц;

U кэ доп , В;

U кб доп , В;

U бэ доп , В;

U' , В;

U в0 , В;

U к0 , В;

S гр , А/В;

R пк ,°С/Вт;

Т п ,°С;

Т к ,°С;

h 21э ;

C к , пФ;

C кп , пФ;

C э , пФ;

r б , Ом;

r э , Ом;

r к , Ом;

L б , нГн;

L к , нГн;

L э , нГн;

P к доп , Вт

Приводимый ниже порядок рас чета граничного режима работы при U в0 = 0 может быть ис пользован для включения транзис тора как по схеме ОЭ, так и по с хеме ОБ. Там, где формулы рас чета для с хем ОЭ и ОБ отличаютс я, будет с делана пометка “ОЭ” или “ОБ”. Все расчеты проводятс я в сис теме С И.

1. Напряженнос ть ξгр режима:

.

2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:

.

3. Пиковое напряжение на коллекторе:

U к пик =U к0 +U г1 <U кэ доп .

При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.

4. Параметры транзистора:

; ; .

5. Находим значения параметров А и В :

, , где .

С помощью графика A1 ) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1 (θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1 (θ) определяем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g 1 (θ).

6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере

.

Затем в пп. 7… 22 рассчиты ваю тся комплексные ампли туды токов и напряжений на э лементах эквивалентн ых с хем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и

Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1 (θ)

7. , где .

8. .

9. .

10. .

11. .

12. .

13. .

14. .

15..

16. .

17. .

18..

19..

20. .

21. .

22. .

23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзис тора для первой гармоники тока:

;

24. Мощность возбуждения и мощнос ть, отдаваемая в нагрузку:

для с хемы ОЭ ;

Ес ли P вых1 будет отличатьс я от заданной более чем на ±20%, рас чет с ледует провес ти заново, с корректировав значениеP г .

25. Пос то янная составляющая коллекторного тока, мощнос ть, потребляемая от ис точника питания, и электронный КПД с оответс твенно:

; ; .

26. Коэффициент ус иления по мощнос ти, мощнос ть, расс еиваемая транзис тором и допус тимая мощнос ть расс еяния при данной температуре корпус а транзис тора:

; ; .

Можно прин ять значение Т п max =T п , где T п — допус тимое значение, в зятое из справочных данных.

Следует убедитьс я, что .

27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзис тора

, где для с хемы ОЭ.

Данный рас чет ис ходил из нулевого с мещения на входном элект роде транзистора. В ряде случаев этот режим мож ет быть не оптимальным и желательно в ес ти расчет на заданный угол отс ечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отс ечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1 (θ) и определяю т

.

Затем в п. 5 находят напряжение с мещения U в0 из соотношения

,

где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1 .

Ес ли напряжение с мещения должно быть запираю щим, то мо жно применить автосмещение, включив с опротивление , заблокированное конденс атором. При отпираю щем смещении требуетс я д ополнительный ис точник напряжения.

3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты

В промежуточных кас кадах радиопередающих устройств СВЧ прим еняют умножители час тоты о выходной мощнос тью до с отен милливатт. Такие СВЧ-умножители являютс я уже мощными. Умножение час тоты в них дос тигаетс я выделением нужной n- й гармоники из импульс а коллекторного тока. При рас чете режима транзистора, работаю щего на час тотах 108 ... 109 Гц (с отни МГц), ис пользуют кус очно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос ти выводов транзис тора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзис тор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармоничес кого тока. С хема ОБ обес печивает лучшие энергетичес кие параметры мощного умножителя СВЧ, чем с хема с общим эмиттером (ОЭ). В с хеме ОЭ за с чет обратной с вязи через емкость С к импульс коллекторного тока деформируетс я и имеет малые коэффициент формы gn (θ), а с ледовательно, и КПД, и мощнос ть в нагрузке.

Выходная мощн ость умножителя ограничена нес колькими факторами. К ним относ ятс я предельно допус тимые значения обратного напряжения на эмиттерном переходе U бэ доп и мо щнос ти рассеяния , а также критичес кий коллекторный ток I кр .

При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение U бэ пик ув еличиваетс я при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощнос ть, отдаваемую умножителем час тоты. При больших углах отс ечки уменьшаетс я КПД и рас тет рас с еиваемая мощнос ть Р к , что может привес ти к нереализуемости режима транзис тора. Ес ли при оптимизации мощнос ти умно жителя час тоты опиратьс я только на ограничения по коллекторному току, с читая макс имальный i к max =I кр , то оптимальн ым углом отс ечки при n =2 оказываетс я θ=60° , а приn =3 θ = 40° . При этих углах отс ечки КПД будет дос таточно выс оким, но надо не допус тить превышения U бэ доп . Поэтому час то угол отс ечки и для n =2 , и n =3 выбирают равным θ=60°.

Рас чет режима транзис тора ведут на заданную выходную мощнос ть транзис тора P вых n на рабочей час тоте nf , определенную по выходной мощнос ти умножителя P вых n и КПД его выходной с огласую щей цепи hк вых : Р вых n =Р вых /hк вых .

Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:

· интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ;

· транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;

· крутизна по переходу S п считаетс я вещественной;

· напряжение на коллекторе — гармоничес кое;

· с хема включения транзис тора — ОБ;

· влиянием индуктивности общего вывода транзис тора L б пренебрегают.

Исходя из заданных P вых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения ус ловий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целес ообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности P вых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:

, Вт;

, МГц;

, В;

U кэ доп , В;

U бэ доп , В;

, В;

I кр , А;

T п , °С;

S гр , А/В;

f гр , МГц;

С к , пФ;

r б , Ом;

r э , Ом;

r к , Ом;

L б , нГн;

L э , нГн;

L к , нГн.

Напряжение питания U к0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n =2 и n =3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранного θ коэффициенты α0 , α1 , α2 , γ1 , γn .

Расчет ведут в следую щем порядке (режим работы принимают граничным).

1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:

.

2. Напряженнос ть граничного режима

,

где .

3. Амплитуда напряжения и тока n -й гармоники, при веден ные к эквивалентному генератору :

; .

4. Сопротивление коллекторной нагрузки:

.

5. Амплитуда n -й гармоники, высота импульс а тока эквивалентного генератора, пос тоянная сос тавляющая коллекторного тока с оответс твенно:

; ; .

Провести проверку выполнения ус ловия . Если ус ловие не в ыполняетс я, то следует с менить транзистор, так как из-за уменьшения частоты f гр нельзя получить заданную мощнос ть.

6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в схеме ОБ:

, .

7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:

.

8. Напряжение смещения:

,

где ; ; ; .

9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:

;

.

10. Мощность источника питания, КПД:

; .

11. Коэффициент усиления по мощности:

.

12. Мощность возбуждения:

.

13. Мощность рассеяния:

.

14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:

;

.

4. Результаты расчетов

4.1. расчет усилителя мощности

4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.

Исходные данные:

ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ, ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)

f вх =0,25 ГГц;

P 1 =0,0614 Вт;

F 1 =1 ГГц;

R 1 =3 Ом;

R 2 =6 Ом;

R 3 =0,1 Ом;

C 1 =7 пФ;

C 2 =2 пФ;

C 3 =40 пФ;

L 1 =1,3 нГн;

L 2 =3,1 нГн;

L 3 =2,5 нГн;

H =80;

T =160 

U 1 =60 В;

U 2 =4 В;

U 3 =0,7 В;

U 4 =1,2 В;

P 2 =7 Вт;

S 1 =0,17;

F 2 =0,4 ГГц;

K 1 =10;

P 3 =3 Вт;

U 0 =19 В.

Результаты расчета:

2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, f вх =0,25 ГГц;

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ

Выходная мощность 0,0614 Вт;

Мощность возбуждения 8,07 мВт;

Коэффициент усиления K УМ =7,60825;

Потребляемая мощность 61,501 мВт;

Мощность потерь 8,1711 мВт;

Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ =99,83%.

РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА

По напряжению на коллекторе 1,582314;

По напряжению на базе 2,439582;

По рассеиваемой мощности 856,669;

Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.

ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА

Напряжение питания E 0 =19 В;

Амплитуда напряжения 18,91915 В;

Напряженность режима 0,9957449;

Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;

Постоянная составляющая коллекторного тока I =3,236894 мА;

Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R 1вых УМ =166,933 Ом;

Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X 1вых УМ =5,44388 Ом.

ЦЕПЬ БАЗЫ

Напряжение смещения по базе E =1,2 В;

Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;

Угол отсечки 34,69754 

Диссипативная составляющая входного сопротивления Z вх R 1вх УМ =0,5232769 Ом;

Реактивная составляющая входного сопротивления Z вх X 1вх УМ =4,491888 Ом.

4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).

;

Выбираем R 1 : C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,

где Е — напряжение смещения по базе;

I ок — постоянная составляющая коллекторного тока.

Из условий

; ; (см. рис. 5),

где ; R 1вх =R 1вх УМ =0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:

;

Выбираем С 1 : КМ-6-М1500-0,012 мкФ.

;

Выбираем С 4 : К10-17-1-П33-17,16 пФ.

.

Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: “много больше” мы заменяем на “в 10 раз больше”.

б) Последовательная схема питания.

Из соотношений

; ; (см. рис. 6),

где r ист — внутреннее сопротивление источника питания, r ист =5 Ом; R 1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R 1вых =R 1вых УМ =166,93 Ом, получаем:

;

Выбираем С 5 : К10-17-1-П33-38,13 пФ.

;

Выбираем С 3 :

.

4.2. расчет умножителя частоты

4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:

Параметры транзистора

Название транзистора: 2T919A;
Напряжение питания: E 0 =19 В;
Статический коэффициент передачи тока: 50;
Напряжение приведения по базе: 0,7 В;
Граничная крутизна: S гр =0,13 См;
Граничная частота: f гр =1800 МГц;
Емкость коллекторного перехода: 7,5 пФ;
Активная часть емкости коллектора: 2,5 пФ;
Емкость эмиттерного перехода: 50 пФ;
Сопротивление базы: 0,5 Ом;
Сопротивление эмиттера: 0,14 Ом;
Сопротивление коллектора: 0,7 Ом;
Индуктивность вывода базы: 0,14 нГн;
Индуктивность вывода эмиттера: 0,4 нГн;
Индуктивность вывода коллектора: 0,7 нГн;
Допустимая температура перехода: 150 °С;
Критический ток: 1,5 А;
Допустимое напряжение эмиттер-база: 3,5 В;
Допустимая рассеиваемая мощность: 10 Вт.

Результаты расчетов:

Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)

Напряженность граничного режима: 0,781;
Амплитуда коллекторного напряжения: 14,839 В;
Амплитуда n -й гармоники коллекторного тока: 0,07412 А;
Максимальный коллекторный ток: I к max =0,2912 А;
Постоянная составляющая коллекторного тока: I =0,05941 А;
Амплитуда тока возбуждения: 0,14176 А;
Пиковое обратное напряжение эмиттер-база: -1,12179 В;
Напряжение смещения по базе: E =0,034491 В;
Сопротивление автоматического смещения: 0,580535 Ом;
Диссипативная составляющая входного сопротивления: R 1вх УЧ =5,4957 Ом;
Реактивная составляющая входного сопротивления: X 1вх УЧ =-3,4953 Ом;
Коэффициент усиления по мощности: K УЧ =9,9589;
Мощность возбуждения: 0,0552266 Вт;
Мощность, потребляемая от источника питания: 1,1288 Вт;
Электронный КПД: ηэ =48,72%;
Рассеиваемая мощность: 0,634064 Вт;
Диссипативная составляющая сопротивления нагрузки: R 1вых УЧ =180,013 Ом;
Реактивная составляющая сопротивления нагрузки: X 1вых УЧ =40,34 Ом;
Выходная мощность P вых УЧ =0,55 Вт;
Коэффициент умножения n =2;
Угол отсечки 56,0 
Входная частота f вх =0,25 ГГц;
Напряжение питания E 0 =19,0 В.

4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).

0,579 Ом;

Выбираем R 2 : С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;

R 1вх =R 1вх УЧ =5,495 Ом;

Аналогично вышесказанному:

;

Выбираем С 7 : КМ-6-М1500-0,011 мкФ.

;

б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 , рис. 8).

;

R 1вых =R 1вых УЧ =180,013 Ом.

Аналогично:

;

Выбираем С 11 : К10-17-1-П33-17,68 пФ.

Емкость C 8 и индуктивность L 6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C 8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L 6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L 2 и C 3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.

;

Выбираем С 8 : К10-17-1-П33-630 пФ.

;

Фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 ) служит одновременно для выделения колебаний двойной (выходной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не проходили на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L 7 и емкость C 9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх . Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L 7 и C 10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых . Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.

;

Выбираем С 10 : К10-17-1-П33-8,8 пФ.

, где n =2 — коэффициент умножения частоты;

Выбираем С 9 : К10-17-1-П33-26,5 пФ.

;

4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей

Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.

4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =50 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УМ =0,523 Ом; XL =X 1вх УМ =4,492 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=100;

;

;

X 1 =-5,140664, X 2 =0,5948922

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =67,46906 дБ; K 3 =87,08565 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,902736;

Полоса пропускания 10,28133%.

;

;

Выбираем С 2 : К10-17-1-П33-124 пФ.

4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =R 1вых УМ =166,9 Ом; XS =X 1вых УМ =5,44 Ом;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УЧ =5,496 Ом; XL =X 1вх УЧ =-3,495 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=55;

;

;

X 1 =-30,62967, X 2 =33,29518

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =55,77115 дБ; K 3 =75,38773 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,9014694;

Полоса пропускания 18,45297%.

;

;

Выбираем С 6 : К10-17-1-П33-5,2 пФ.

4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи

а) Левая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =R 1вых УЧ =180,0 Ом; XS =X 1вых УЧ =40,3 Ом;

Импеданс нагрузки RL =10,0 Ом; XL =0;

Ненагруженная добротность цепи=60;

;

;

X 1.1 =-42,42937; X 2.1 =42,31098;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =50,30438 дБ; K 3 =69,92097 дБ;

Контурный КПД: =0,9312816;

Полоса пропускания 24,25356%.

;

;

Выбираем С 12 : К10-17-1-П33-7,5 пФ.

б) Правая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =10,0 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки (RL =50,0 Ом; XL =0);

Ненагруженная добротность цепи=80;

;

;

X 1.2 =-24.99998; X 2.2 =20;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =35,83519 дБ; K 3 =55,45177 дБ;

Контурный КПД: =0,975;

Полоса пропускания 50%.

;

;

Выбираем С 13 : К10-17-1-П33-12,7 пФ.

;

Общий контурный КПД: ;

5. конструкция модуля АФАР

5.1. Выбор элементной базы

В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии, поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.

Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.

Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна

,

где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.

С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d =0,5 мм (рис. П.1.1.), d =0,6 мм (рис. П.1.2.), d =1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1 ).

Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l =32,8 мм, (d =0,5 мм), l =34 мм, (d =0,6 мм), l =37,2 мм, (d =1 мм)).

Следовательно, индуктивности L 1 , …, L 8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d =0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,

L 1 =0,378 нГн: 1,5 мм;

L 2 =3,32 нГн: 6 мм;

L 3 =31,83 нГн: 34 мм;

L 4 =21,19 нГн: 25 мм;

L 5 =34,98 нГн: 37 мм;

L 6 =15,6 нГн: 19 мм;

L 7 =11,46 нГн: 15 мм;

L 8 =19,82 нГн: 23,5 мм.

5.2. Выбор типоразмера печатной платы

Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции K д равным 2.

Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции K д и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.

Суммарная площадь элементов:

S Σ =2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+

+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2 .

Выбираем плату размером 3560 мм; S =2100 мм2 .

5.3. Технология изготовления печатной платы

Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.

Таблица 1

Элемент Площадь, мм2 Количество, шт.
Транзисторы
2Т934А S =196 мм2 ; 1
2Т919А S =175 мм2 ; 1
Индуктивности
L 1 S =0,75 мм2 ; 1
L 2 S =3 мм2 ; 1
L 3 S =17 мм2 ; 1
L 4 S =12,5 мм2 ; 1
L 5 S =18,5 мм2 ; 1
L 6 S =9,5 мм2 ; 1
L 7 S =7,5 мм2 ; 1
L 8 S =11,75 мм2 ; 1
Резисторы
С2-33Н S =13,2 мм2 ; 2
Конденсаторы
К10-17-1-П33 S =31,28 мм2 ; 10
К10-17-1-М750 S =31,28 мм2 ; 1
КМ-6-М1500 S =42,25 мм2 ; 2

5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР

Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.

Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.

Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.

Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.

Оценить/Добавить комментарий
Имя
Оценка
Комментарии:
Где скачать еще рефератов? Здесь: letsdoit777.blogspot.com
Евгений22:33:20 18 марта 2016
Кто еще хочет зарабатывать от 9000 рублей в день "Чистых Денег"? Узнайте как: business1777.blogspot.com ! Cпециально для студентов!
15:57:10 24 ноября 2015
Кто еще хочет зарабатывать от 9000 рублей в день "Чистых Денег"? Узнайте как: business1777.blogspot.com ! Cпециально для студентов!
10:55:52 24 ноября 2015

Работы, похожие на Реферат: Модуль АФАР

Назад
Меню
Главная
Рефераты
Благодарности
Опрос
Станете ли вы заказывать работу за деньги, если не найдете ее в Интернете?

Да, в любом случае.
Да, но только в случае крайней необходимости.
Возможно, в зависимости от цены.
Нет, напишу его сам.
Нет, забью.



Результаты(150741)
Комментарии (1839)
Copyright © 2005-2016 BestReferat.ru bestreferat@mail.ru       реклама на сайте

Рейтинг@Mail.ru